Mejore las mediciones de la oximetría de pulso utilizando la compensación de corriente residual

Por Bonnie Baker

Colaboración de Editores de Digi-Key de América del Norte

El oxímetro de pulso portátil es un dispositivo médico no invasivo que mide la saturación de oxígeno en la sangre y la frecuencia del pulso. Las técnicas se basan en la transmisión y la detección de la luz LED a través de una parte translúcida del cuerpo, generalmente el dedo.

Si bien la técnica es fácil de comprender, una lectura precisa puede ser difícil de lograr, ya que depende de muchas variables. En cuanto a la detección, estas variables incluyen los elementos de acondicionamiento de señal necesarios para lograr una sensibilidad, un rango dinámico y un ancho de banda óptimos, así como el tratamiento de la corriente residual del diodo PIN. También hay problemas con el costo y el consumo de energía.

Como resultado, puede ser difícil lograr que el fotosensor detecte señales altas y bajas con precisión.

Para muchos diseñadores, el mejor camino a seguir es tratar de no reinventar la rueda y aprovechar los circuitos existentes. El uso de diseños preexistentes reduce el costo general mientras que garantiza la probabilidad máxima de un diseño exitoso.

Este artículo analiza los requisitos de la cadena de acondicionamiento de señales de detección para un oxímetro de pulso portátil. Introduce los elementos críticos de esa cadena, incluido el uso de un diodo de compensación de corriente residual. Luego describe cómo lograr que un diseño despegue utilizando un diseño de referencia que combina elementos bien conjuntados en una configuración práctica.

La operación del oxímetro de pulso

Un oxímetro de pulso mide continuamente el porcentaje de hemoglobina (Hgb), de hemoglobina saturada con oxígeno (HbO2) y la frecuencia del pulso de un paciente. Durante esta medición, el fotodiodo detecta luz transmitida por LED rojos e infrarrojos alternos a través de la punta del dedo de la mano o del pie, o del lóbulo de la oreja del paciente. En la sangre del paciente, la hemoglobina oxigenada (HbO2) absorbe la luz LED infrarroja (940 nm) y la hemoglobina libre de oxígeno (Hgb) absorbe la luz LED roja (650 nm). En un oxímetro de pulso, dos LED son estimulados rápida y secuencialmente por dos fuentes de corriente. Un fotodiodo detecta rápidamente la intensidad de la luz de cada LED. Esta medición representa una relación entre la HbO2 y la Hgb para crear una estimación del contenido de oxígeno en la sangre a modo de porcentaje. La medición de la frecuencia del pulso requiere varias muestras de la forma de onda de la sangre pulsante. Para medir con precisión estos parámetros, la ruta de señal del fotodiodo de alta velocidad debe tener dispositivos de bajo ruido y baja distorsión.

Circuito de detección de foto tradicional

El enfoque estándar para diseñar un circuito de detección de foto de precisión es colocar un fotodiodo (D1) a través de las entradas de transistor CMOS o FET de un amplificador operacional, y una resistencia en paralelo con un capacitor en el circuito de retroalimentación. El circuito se modeló utilizando el Asistente de diseño de circuitos de foto de Analog Devices (Figura 1). Para capturar la luz roja e infrarroja, se utiliza un fotodiodo SFH 2701 de OSRAM Opto Semiconductors, que tiene un rango óptico de 400 nanómetros (nm) a 1050 nm.

Imagen del asistente de diseño de circuitos de foto de Analog Devices (haga clic para ampliar)

Figura 1: El circuito de detección de foto tradicional coloca el fotodiodo (D1) en las entradas de transistor CMOS o FET de un amplificador operacional, y una resistencia en paralelo con un condensador en el circuito de retroalimentación. (Fuente de la imagen: Bonnie Baker)

En la Figura 1, la luz incidente en el fotodiodo hace que la corriente (IFOTO) fluya desde el cátodo del diodo al ánodo con un valor máximo de 200 microamperios (mA). Como la impedancia de entrada del amplificador CMOS inversor es extremadamente alta, el fotodiodo captura la luz incidente de los LED infrarrojo y rojo, lo que hace que la corriente fluya a través de la resistencia de retroalimentación, Rf. El voltaje en la entrada inversora del amplificador permanece a un potencial de tierra al rastrear el voltaje virtual de la entrada no inversora del amplificador. Como consecuencia, la tensión de salida cambia de acuerdo con IFOTO x Rf.

Cuando la luz incide en el fotodiodo, el circuito convierte IFOTO a un voltaje de salida, según la función de transferencia que se muestra en la Ecuación 1.

Ecuación 1 Ecuación 1

Donde:

OUT = voltaje de salida del amplificador operacional

IFOTO = corriente de fotodiodo en amperios

Rf = resistencia de retroalimentación en ohmios

s = una variable de frecuencia compleja (jω) donde ω (radianes) = 2πf

Cf = capacitancia de retroalimentación en faradios

Es útil observar en la ecuación 1 que el polo de frecuencia de la señal (la frecuencia a la que la ganancia disminuye al aumentar la frecuencia) es igual a 2 x p x Rf x Cf.

Esta solución simple a menudo fallará si no se tienen en cuenta sutilezas, como el amplificador y las capacidades parásitas del fotodiodo. Por ejemplo, una respuesta de pasos del sistema podría producir una salida que tenga una cantidad inaceptable de timbre. Alternativamente, el circuito podría oscilar. Si se aborda un problema de inestabilidad y se resuelve, la respuesta de salida podría ser igualmente demasiado ruidosa para obtener resultados confiables.

Claramente, se requieren algunas consideraciones adicionales para garantizar la confiabilidad y estabilidad.

Estabilidad y selección de componentes

La implementación de un circuito de detección de foto estable comienza con la comprensión de las variables de diseño en el circuito, el análisis de la función de transferencia general y el uso de estos conocimientos para diseñar una solución de circuito confiable.

La primera prioridad de diseño es seleccionar la resistencia adecuada para la respuesta del fotodiodo. La segunda prioridad es construir estabilidad. Después del análisis de estabilidad, el siguiente paso es la evaluación y el ajuste del ruido de salida del sistema para producir una relación señal/ruido (SNR) adecuada según los requisitos de la aplicación.

Los modelos de amplificador y fotodiodo ayudan a determinar la frecuencia y la respuesta de ruido del circuito de detección de fotodiodos. Sin embargo, el proceso de diseño para una buena estabilidad comienza evaluando la función de transferencia del sistema y determinando las variables claves que afectan la estabilidad. La primera tarea es determinar el valor de la resistencia de retroalimentación, RF (Figura 2).

Diagrama del circuito equivalente de preamplificador de fotodiodo de Analog Devices para análisis de AC y ruido

Figura 2: Circuito equivalente de preamplificador de fotodiodo para análisis de AC y ruido (Fuente de la imagen: Analog Devices)

Las pautas de diseño para este circuito son una salida a gran escala de 5 voltios, con una corriente máxima de fotodiodo de 200 μA. La tensión de salida a gran escala y la corriente máxima del fotodiodo determinan el valor de la resistencia de retroalimentación, según la Ecuación 2:

Ecuación 2 Ecuación 2

Hay tres variables de diseño de circuito que se deben considerar en el análisis de estabilidad: el fotodiodo, el amplificador y la red de retroalimentación del amplificador RF yF (RF|| CF) en paralelo. La selección del fotodiodo se debe a sus características de respuesta a la luz. Sin embargo, su capacitancia parasitaria (CS) tiene un impacto significativo en la ganancia de ruido y la estabilidad del circuito.

La red en la Figura 2 tiene una influencia directa en la estabilidad y el rendimiento de ruido del circuito. El amplificador operacional debe tener una corriente de polarización de entrada baja en el rango del picoamperio (pA), al igual que con los pares diferenciales de entrada CMOS o FET. Estos pares de transistores diferenciales conservan corrientes de polarización de entrada baja en picoamperios y errores de decenas a cientos de microvoltios. Si alguno o ambos de estos errores son grandes, se produce un comportamiento no lineal en la respuesta del amplificador a los resultados del LED/fotodiodo.

Además, los condensadores parásitos de modo común (CM) y modo diferencial (CD) de entrada del amplificador pueden afectar negativamente la estabilidad y la precisión general del sistema.

Un ancho de banda razonablemente estable se basa en RF, el producto del ancho de banda de ganancia del amplificador y la capacitancia total en la unión sumadora del amplificador, CIN. La capacitancia total de la unión sumadora del amplificador, que incluye la capacitancia parásita del fotodiodo (SFH 2701) y la capacitancia de entrada del amplificador real (AD8065ARTZ-R2 de Analog Devices) (tanto de modo diferencial como común), se calcula mediante la Ecuación 3:

Ecuación 3 Ecuación 3

Donde:

CIN = capacitancia total de la unión sumadora

CS = capacitancia parásita del fotodiodo = 1.7 pF

CD = capacitancia diferencial de entrada del amplificador = 4.5 pF

CM = capacitancia de entrada en modo común del amplificador = 2.1 pF

En este artículo, el valor de CS es la capacitancia parásita del fotodiodo que resulta de una polarización inversa de 5 voltios.

El producto del ancho de banda de ganancia del amplificador es de 65 megahercios (MHz) (fCR). El ancho de banda máximo posible del AD8065 es mayor que el ancho de banda del objetivo de diseño de 2 MHz, lo que hace que el AD8065 sea un buen candidato para un circuito de oxímetro de pulso.

Para validar el ancho de banda aceptable de AD8065, la Ecuación 4 define el ancho de banda de la señal que tiene un margen de fase de 45° (f (45)):

Ecuación 4 Ecuación 4

Donde:

f (45) = ancho de banda de señal del sistema con un margen de fase de 45°

fCR = el producto de ancho de banda de ganancia del amplificador

El valor de f(45) excede el ancho de banda de diseño de 2 MHz.

El polo RF y CIN en la función de transferencia de bucle del amplificador puede producir picos e inestabilidad. La adición de CF crea un cero en la función de transferencia de bucle, lo cual compensa el efecto del polo y reduce el ancho de banda de la señal (Figura 3).

Imagen de la respuesta en frecuencia del circuito amplificador de fotodiodo.

Figura 3: Respuesta de frecuencia del circuito amplificador de fotodiodo utilizando la capacitancia de entrada parásita, CIN. (Fuente de la imagen: Analog Devices)

La ecuación 5 usa la frecuencia de esquina en f2 (2 MHz) para definir el valor de Cf:

Ecuación 5 Ecuación 5

Para verificar que 3.3 pF es suficiente capacitancia para estabilizar el sistema, la Ecuación 6 calcula Cf para un margen de fase de 45°:

Ecuación 6Ecuación 6

El valor de Cf = 3.3 pF para el ancho de banda de señal de 2 MHz previsto es mayor que el Cf = 0.903 pF del amplificador. Esta capacitancia de valor más bajo indica que el sistema es estable, porque una capacitancia de retroalimentación creciente aumenta el margen de fase.

Tiempo de respuesta del fotodiodo

Los tres factores que influyen en el tiempo de respuesta del fotodiodo son:

  • Tiempo de recolección del portador de carga de la región agotada del fotodiodo
  • Tiempo de recolección del portador de carga de la región sin agotar del fotodiodo
  • La constante de tiempo de la combinación del fotodiodo/circuito y de resistencia-capacitor (RC).

La capacitancia de la unión depende del área difusa del fotodiodo y la polarización inversa aplicada, por lo que los tiempos de aumento aumentan a medida que el área difusa se hace más pequeña y la polarización inversa aumenta. La capacidad de unión del fotodiodo PIN SFH 2701 es de 5 pF máximo para una polarización de 0 voltios. Para una polarización inversa de 1 voltio, la capacitancia típica es 2 pF, y para una polarización inversa de 5 voltios, es 1.7 pF. Para los fines de esta discusión, todas las mediciones se tomaron con una polarización inversa de 5 voltios.

Una característica de los fotodiodos es que en condiciones de polarización inversa (modo fotoconductor) sin iluminación, una pequeña cantidad de corriente llamada "corriente residual" fluye a través del fotodiodo. Esto debe compensarse utilizando un segundo fotodiodo idéntico (Figura 4). El segundo diodo está protegido de las luces LED entrantes y está conectado a la entrada no inversora del amplificador operacional para anular el efecto de la corriente residual del primer diodo.

Diagrama completo del circuito de detección de foto SFH 2710 de Analog Devices

Figura 4: Circuito completo de detección de foto con diodo de compensación de corriente residual en paralelo con el fotodiodo de entrada, SFH 2710. (Fuente de la imagen: Analog Devices)

Esta implementación de la compensación de corriente residual incluye el fotodiodo paralelo en la entrada del amplificador y en SFH 2701, la resistencia Rf 24.9 kΩ adicional para coincidir con la resistencia de retroalimentación RF y el condensador de 0.1 mF para reducir considerablemente el ruido de la resistencia.

El circuito toma la corriente del fotodiodo PIN de silicio SFH 2701 de alta velocidad para controlar las entradas del convertidor analógico a digital (ADC) 9629BCPZ-20 de 20 megamuestras por segundo (MSPS) de Analog Devices. Esta combinación de dispositivos proporciona:

  • Un ancho de banda de 2 MHz
  • Una sensibilidad espectral de 400 nm a 1050 nm.
  • Un mínimo de 49 nA de sensibilidad a fotocorriente.
  • Un rango dinámico de 91 dB.

El circuito completo extrae 40 mA de los suministros de ± 5 V, lo que hace que esta configuración sea adecuada para aplicaciones de detección de intensidad de luz portátiles, alimentadas por batería de alta velocidad y alta resolución.

La oximetría de pulso es una de esas aplicaciones, pero el ruido del primer circuito debe minimizarse.

Análisis de ruido de entrada de detección de foto de oxímetro de pulso

Después de seleccionar los componentes, la siguiente tarea es determinar la resolución general del sistema. Los factores de ruido establecen el piso inferior de la ventana de resolución. Las fuentes de ruido se combinan en forma de raíz de suma de cuadrados (RSS).

En el caso del preamplificador del fotodiodo, las fuentes de ruido de salida dominantes son el ruido de voltaje de entrada del amplificador operacional y el ruido de la resistencia de retroalimentación.

El cálculo del ruido de la resistencia utiliza la fórmula de ruido de Johnson, Ecuación 7:

Ecuación 7 Ecuación 7

Donde:

k = constante de Boltzmann (1.38 × 10-23J/K)

T = la temperatura absoluta en grados Kelvin

p/2 aproxima un ancho de banda unipolar para f2

Las fuentes de ruido de salida principales son el ruido de voltaje de entrada del amplificador operacional y el pico de ganancia de ruido del sistema que ocurre entre f1 y fCR, Ecuación 8 (Figura 3).

Ecuación 8 Ecuación 8

Donde VN = ruido de entrada del voltaje de entrada (7 nV/√Hz).

El ruido rms total referido a la salida de AD8065 es el valor RSS de VRFRTO y VNRTO, Ecuación 9.

Ecuación 9 Ecuación 9

La salida de rango dinámico total del preamplificador en decibelios es las 20 veces de registro10 de la señal de salida a escala completa (5 voltios) dividido por el ruido de la producción total rms (56.54 mVRMS), como se muestra en la Ecuación 10:

Ecuación 10 Ecuación 10

Selección del ADC

La resolución efectiva es igual a la conversión del número máximo de bits en la resolución efectiva. El número máximo de bits o el número total de códigos es igual a la salida a escala completa dividido por el ruido de salida total, Ecuación 11:

Ecuación 11 Ecuación 11

La resolución efectiva es igual al logaritmo base 2 de los RMS LSB totales, Ecuación 12:

Ecuación 12 Ecuación 12

La resolución del código sin ruido es igual a la resolución efectiva menos 2.7 bits, Ecuación 13:

Ecuación 13 Ecuación 13

Según las especificaciones del oxímetro de pulso portátil, 13 bits pueden cumplir o superar los requisitos del fabricante.

La corriente residual se puede cancelar utilizando un segundo fotodiodo si el tamaño de LSB del sistema es menor que la contribución de la corriente residual. Por ejemplo, en un entorno de resolución de 16 bits, la fotocorriente LSB es igual a la fotocorriente máxima dividida por 2 al número de bits, Ecuación 14.

Ecuación 14 Ecuación 14

La especificación para la cantidad máxima de corriente residual SFH 2701 es 5 nA a 25 °C. Como resultado, un diseño de 16 bits necesita compensación. Esta aplicación de oxímetro de pulso utiliza un ADC de 12 bits; por lo tanto, el tamaño de LSB es 49 nA y, por eso no requiere compensación de corriente residual. Tenga en cuenta que la corriente residual aumenta ~ 10x cada 20 °C. Entonces, la corriente residual de 5 pA de un fotodiodo a 25 °C se convierte en 50 pA a 45 °C.

Una pauta razonable es seleccionar un ADC con una frecuencia de muestreo que sea 10 veces mayor o más que el ancho de banda del sistema de 2 MHz. Si el ancho de banda del oxímetro de pulso es de 2 MHz, un ADC ideal debe muestrear a una velocidad de 20 MSPS o más, con 12 bits de resolución.

El AD9629-20 es una buena opción como un ADC de 20 MSPS con 12 bits de resolución. Sin embargo, este convertidor requiere entradas diferenciales, por lo que la señal AD8065 de un solo extremo de 5 V p-p debe atenuarse a una señal diferencial de 2 V p-p. El amplificador de embudo diferencial del AD8475 cumple con una conversión de un solo extremo a diferencial. Una ventaja adicional del AD8475 es el cambio de nivel en modo común y la atenuación de precisión.

El AD8475 admite una tensión de salida máxima de 10 MHz de 2 V p-p. Además, el AD8475 tiene un desplazamiento de salida máximo de 500 μV, un ruido de salida diferencial de 10 nV/√Hz y una distorsión armónica total de −112 dB más ruido (THD + N).

La salida de escala completa del AD8065 (5 V p-p) y el intervalo de entrada analógica del AD9629-20 (2 V p-p) determina la ganancia del AD8475, Ecuación 15:

Ecuación 15 Ecuación 15

Un voltaje de modo común del AD8475 en el chip es de 0.9 voltios, lo que complementa el pin VCM del AD9629-20.

Una pieza final del rompecabezas de ruido del sistema es la contribución de ruido del AD8475. El cálculo del ruido AD8475 comienza primero con la multiplicación del ruido de salida del AD8065 por la ganancia del AD8475.

El ruido del AD8065 en la salida del AD8475 es igual a 0.4 × 43.6 μVRMS o 17 μVRMS. El ruido de salida del AD8475 es igual a la densidad de ruido de salida (10 nV/√Hz) por la raíz cuadrada del ancho de banda (BW) del filtro de salida, Ecuación 16:

Ecuación 16 Ecuación 16

Ruido en la salida del AD8475 después del filtro =

(10 nV/√Hz) x √ (110 MHz x p/2) = 131 mVRMS

El cálculo de la salida total del AD8475 requiere el valor RSS del ruido del AD8065 y el ruido de salida filtrada del AD8475, según la Ecuación 17:

Ecuación 17 Ecuación 17

La contribución de ruido del AD847 permite los cálculos de los RMS LSB totales del sistema, la resolución efectiva, la resolución sin ruido y el rango dinámico, según la Ecuación 18:

Ecuación 18 Ecuación 18

Resultados de la prueba

La teoría es una cosa, pero el banco es donde el diseñador realmente aprende lo que está pasando en el circuito.

Por ejemplo, un diodo láser controla el fotodiodo D1 y genera una corriente. El fotodiodo D2 está en el circuito como un dispositivo de compensación de corriente residual y está cubierto con un epoxi ópticamente opaco para evitar la corriente de salida de D2 cuando se estimula D1. Al forzar al fotodiodo a conducir una corriente mayor a la esperada, el tiempo máximo aproximado de aumento y caída del AD8065 fue de 72 nanosegundos (ns) (Figura 5).

Gráfica de la respuesta del pulso sobrecargando el fotodiodo.

Figura 5: Respuesta del pulso sobrecargando el fotodiodo. (Fuente de la imagen: Analog Devices)

La Figura 6 muestra una captura de pantalla del software de evaluación CN0272 que recibe con éxito los datos de conversión del ADC AD9629-20 y traza los datos en una tabla.

Captura de pantalla del software de evaluación CN0272 de Analog Devices que digitaliza una fuente de luz variable de 2 MHz

Figura 6: Captura de pantalla del software de evaluación CN0272 que digitaliza una fuente de luz variable de 2 MHz. (Fuente de la imagen: Analog Devices)

La Figura 7 muestra la placa de evaluación EVAL-CN0272-SDPZ conectada a la placa SDPEVAL-SDP-CB1Z.

Imagen de la placa de evaluación EVAL-CN0272-SDPZ de Analog Devices conectada a la placa EVAL-SDP-CB1Z SDP-B

Figura 7: Placa de evaluación EVAL-CN0272-SDPZ conectada a la placa EVAL-SDP-CB1Z SDP-B. (Fuente de la imagen: Analog Devices)

Conclusión

El oxímetro de pulso portátil mide la saturación de oxígeno en la sangre y la frecuencia del pulso mediante el envío de señales LED a través de partes translúcidas del cuerpo. La electrónica de acondicionamiento de señales de detección de LED requiere dispositivos que combinen sensibilidad, rango dinámico y ancho de banda óptimos. El circuito de fotodiodos tradicional, fácil de comprender, aborda muchas cuestiones clave. Sin embargo, el rango dinámico está limitado por la corriente residual del fotodiodo.

En la técnica de compensación de corriente residual aquí mencionada, se agrega un segundo fotodiodo al circuito para presentar una señal de corriente residual diferencial que elimine con éxito el error. Pruébela en su banco con las placas de evaluación EVAL-CN0272-SDPZ y EVAL-SDP-CB1Z de Analog Devices.

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Información sobre el autor

Bonnie Baker

Bonnie Baker es un colaborador de Digi-Key. Su paso por Burr-Brown, Microchip y Texas Instruments le ha permitido involucrarse en el diseño analógico y los sistemas analógicos durante los últimos 30 años. Bonnie tiene un Máster en Ingeniería eléctrica de la University of Arizona (Tucson, AZ) y un título de grado en educación musical de Northern Arizona University (Flagstaff, AZ). Además de su interés en el diseño analógico, a Bonnie le encanta compartir su conocimiento y experiencia en los más de 450 artículos, notas de diseño y notas de aplicación que ha publicado.

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